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采用MAX16834设计白光LED驱动器

发布时间:2020-06-30 18:35:46 阅读: 来源:石油蜡厂家

该参考设计中,buck-boost转换器(以输入电压为参考)从7V至18V直流电源产生驱动4个白光LED (Wled)的350mA电流,设计采用MAX16834电流模式高亮度(HB) LED驱动器。

LED驱动器规范输入电压:7V至18V 输入电压纹波:100mVP-P LED电流:350mA LED电流纹波:5% (最大值) LED正向电压:3.5V (350mA时) LED数量:4只(最大值) 输出过压保护:17.2V 输入端VIN、PGND:电源输入 PWMDIM、SGND:PWM调光输入输出端LED+:连接LED阳极至LED+ LED-:连接LED阴极至LED-

图2. LED驱动器原理图

元件列表* (材料清单BOM)

详细说明将boost转换器输出负端连接到输入电源正端,构成buck-boost转换器(以输入电压为参考)。

在此设计一款buck-boost转换器(以输入电压为参考),从7V至18V直流电源产生350mA电流,驱动4个白光LED (WLED) (每个WLED在350mA时的正向压降为3.5V)。MAX16834 HB LED驱动器集成了峰值电流模式控制器,工作于CCM (连续导通模式),开关频率为495kHz。开关频率通过R15电阻(11kΩ)设置。

输入、输出电压变化时,MAX16834控制电感的峰值电流,保证LED的电流为350mA。检测LED回路的电流检测电阻两端的电压,然后将其在内部放大9.9倍,这样可以减小检测电阻的阻值,从而提高效率。经过放大的电压与R16和R17设定的基准电压进行比较,其差值由一个GM = 500micro;S的跨导放大器进行放大,输出信号在COMP引脚产生控制电压,此电压设置电流环路的基准,这样,电感电流检测电阻R9两端的电压峰值最终成为此控制电压。

转换器设计转换器设计参数如下: 输入电压范围:7V至18V 输入电压纹波:100mVP-P LED正向最大电压:14V (即4 x 3.5V) LED电流:350mA LED电流纹波:5% (最大值) 开关频率:455kHz 按照式1计算N2的最大占空比:

其中,VLEDMAX是LED最大电压,VINMIN是最低输入电压,VD是二极管压降,VDS是FET开关导通时的平均压降。

本应用中,DMAX为0.69。电感(L1)选择选择电感,需要知道其电感量和峰值电流。峰值电感电流可用式2计算:

其中,ILAVG为平均电感电流,ΔIL为电感电流纹波,表示为平均电感电流的百分比:

允许电流纹波ΔIL为30%,代入已知参数,可以得到:

最小电感量可由式5计算:

其中,fSW为开关频率。考虑到20%的容差,可得LMIN = 17μH,此处选择22μH电感。

开关检流电阻(R9)正常工作时,开关检流电阻两端的电压最大值不应高于250mV,如果检流电阻的电压达到300mV (典型值),转换器将关断。R9上的电压决定了开关周期中导通脉冲的宽度,芯片内部提供了前沿屏蔽电路,可防止开关MOSFET提前关断。R9的计算如式6所示:

计算得到:R9 = 0.133Ω,这里R9选择0.15Ω。

斜率补偿电容(C13)

众所周知,在峰值电流模式控制中,CCM boost转换器的占空比超过50%时环路将出现不稳定,需要引入适当的斜率补偿,以消除由谐波分量引起的不稳定性。MAX16834具有内部斜坡发生器,用于斜率补偿。在每个开关周期开始时,斜坡电压复位,然后按外部电容C13设定的速率上升,C13由内部的100μA电流源进行充电,斜坡电压与R9两端的电压内部叠加。C13的计算如式7所示:

其中,VSLOPE为:

从式7和式8可以得到:C13 = 1.57nF,实际选取1.5nF电容。

LED检流电阻(R5)利用式9计算R5:

在此应用中,取VREFI = 1.94V,得到:R5 = 0.56Ω。

滤波电容输出电容COUT (C7与C8的并联电容)按式10计算:

其中,ΔVLED为输出电压纹波的最大峰峰值,它取决于最大电流纹波和此电流下LED的动态阻抗。为延长LED使用寿命并保证其色度,LED上的纹波电流应小于其平均电流的5%。本应用中,计算得到COUT为3μF,故电容C7、C8均选用2.2μF/50V。

由式11计算输入电容(C1、C2的并联电容):

其中,ΔVIN为输入电压纹波的峰峰值。

对于100mV的ΔVIN,CIN为1.9μF,所以选择C1为2.2μF/25V,C2为1.1μF/25V。

反馈补偿Buck-boost转换器的传递函数在右半平面存在一个零点,可用式12计算:

本应用中,fRHPZ在37.8kHz处,为了提供充分的相位裕量,保持环路稳定,在-20dB/十倍频程时,整个环路增益应在RHP零点频率的1/5之前达到0dB,由此可得截止频率fC为7.56kHz。输出电容和负载等效输出阻抗会产生一个极点:

其中,RO为负载等效阻抗,由下式确定:

从式14可得fP1 = 4.7kHz。

接下来选择补偿元件R10和C12,它们需要在极点频率fP1处产生一个零点,并调整fP1处的环路增益,使之在fC达到0dB。

利用式15计算R10:

从式15可得R10 = 341Ω,此处R10选择301Ω电阻;GM是内部跨导放大器的增益。

相应地,C12可以计算如下:

从式16可得C12 = 0.11μF,此处选用0.1μF电容。

数字PWM调光MAX16834内部有一个用于PWM调光的MOSFET驱动器,它可以接受1.5V至5V的逻辑高电平PWM信号,信号频率从直流到20kHz,通过改变PWM信号的占空比调节LED亮度。

NDRV驱动器和跨导放大器输出由PWM信号控制,PWM信号为高时,NDRV使能,跨导放大器的输出端连接到COMP引脚;信号为低时,NDRV被禁止,跨导放大器的输出端断开,COMP端连接到PWM比较器反相输入端,该端为CMOS输入,可忽略其从补偿电容C12吸收的漏电流,故C12上电荷将保持,直到PWM变高。一旦信号变为高电平,NDRV将使能,放大器输出又连接到COMP端,从而快速建立稳定的工作状态。

LED开路保护如果空载或发生LED开路故障,boost转换器将会产生很高的输出电压,该转换器可在发生这种高电压时关闭,电压门限通过R11和R12设定。R11和R12的分压点接到IC的OVP引脚,当该引脚电压达到1.435V (典型值)时,转换器将关闭。本设计中,R11和R12设定的LED开路保护点为输出电压达到17.2V。

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